Проверка выполнения условий стабильности коэффициента усиления

⇐ ПредыдущаяСтр 4 из 10Следующая ⇒

Нестабильность коэффициента усиления связана с разбросом параметров элементов схемы и отклонением режима работы активных элементов из-за изменения температуры окружающей среды и напряжения источника питания. Поскольку режимы работы стабилизируются, а разброс номинальных значений пассивных элементов невелик, то основная нестабильность S_F вызывается значительным разбросом коэффициента усиления по току транзисторов в схеме с общим эмиттером h₂₁

Относительная нестабильность коэффициента усиления усилителя с ОС в F раз меньше, чем относительная нестабильность коэффициента усиления усилителя без ОС.

Стабильность коэффициента усиления будет удовлетворять требования технического задания, если

(2.22)

Здесь S_F - результирующая относительная нестабильность коэффициента усиления, выраженная в дБ и соответствующая его изменениям от минимального до максимального значений (S_F задана в технических условиях); F_MS - глубина местной ОС (если ее нет, то F_MS = 1).

Сравнивая значения F, определенные по (2.16) и по (2.22), выбираем больше из них. Если F по (2.22) больше, чем F по (2.16), требуется скорректировать произведенный расчет: выбрать транзисторы с меньшим разбросом h₂₁, ввести местную обратную связь (глубиной F_MS) или увеличить глубину общей ОС, соответственно пересчитав с учетом коррекции число предварительных каскадов усиления.

Пример:

Дано:

R₁ = R_вх_F = 800 Ом, R₂ =100 Oм, K_F = 200, S_F = 0,4 дБ, f_в = 0,7 МГц.

Решение:

Продолжая пример п. 2.2, из табл. П.2.2, выберем транзисторы для предварительных каскадов КТ345Б, у которых:

h₂₁ = 74, f_T = 350 МГц, f_h21= 4,7 МГц.

Условие (2.3) f_h21 = 4,7 МГц > (1,5…3)f_в = 1,4 МГц выполняется. Для f_T = 350 МГц оптимальное по шумам R_{г1 опт} = 100...300 Ом. Выбирая R_{г1 опт} = 200 Ом, находим по (2.17)

Задаемся b = 0,6 и h_11,1= 700 Ом. Допустим, в п.п. 2.2 и 2.3 было рассчитано: n'' = 2,3 из (2.14) и F = 50 из (2.16). Тогда с учетом, что R₁ = R_вхF, из (2.20):

Из (2.18) рассчитаем общее число каскадов

Округляем до ближайшего целого числа и принимаем N = 3. Проверим условие (2.21):

F_Тср = 290 МГц > 18,4 МГц – условие (2.21) выполняется.

Проверяем выполнение условий стабильности для выбранных транзисторов и числа каскадов N = 3 по формуле (2.22):

Здесь из табл. П.2.1, П.2.2. (прил. 2) взяты величины h_21,1max/h_21,1min= 2,2 и h_21,3max/h_21,3min= 4.

Рассчитанная ранее из (2.16) F = 50 превышает глубину ОС, требуемую из условия (2.22). Выбираем большую из них F = 50. Выбор транзисторов и числа каскадов по условиям эскизного расчета в дальнейшей корректировке не нуждается.

Выбор схемы цепи усиления и расчет по постоянному току

3.1 Варианты построения К-цепи

Варианты трехкаскадных схем усиления представлены на рис. 3.1, 3.2 и 3.3.

В усилителях с глубокой ОС удобно использовать непосредственную связь между каскадами (рис. 3.1). Отсутствие разделительных конденсаторов и базовых делителей напряжения упрощает усилитель, уменьшает габариты, дает экономию тока питания и улучшает АЧХ, особенно в области низких частот. Однако данная схема по сравнению со схемой с разделительными конденсаторами [1. с. 148] требует большего напряжения источника питания.

Рисунок 3.1 – Вариант К-цепи с непосредственными связями

Рисунок 3.2 – Вариант К-цепи с разделительным конденсатором

В схеме с непосредственной связью между каскадами делителем напряжения для последующего каскада служит предыдущий каскад. Все изменения режима предыдущего транзистора вызывают изменения режимов последующих транзисторов. Поэтому в схеме рис. 3.1 особенно важна стабилизация режима первого транзистора. Для повышения стабильности режимов транзисторов в схему вводят гальванические ОС, создавая две петли ОС, охватывающие первый - второй каскады (через R_б) и второй - третий каскады (через R_к1) (рис. 3.1). Для подачи напряжения на базу первого транзистора использована часть напряжения эмиттерной цепи второго каскада, снимаемая с резистора R''_э2, в качестве напряжения питания первого каскада использовано эмиттерное напряжение третьего каскада.

Если заданного напряжения питания Е₀ оказывается недостаточно для построения К-цепи по схеме рис. 3.1 (так как потенциал коллектора транзистора каждого последующего каскада возрастает), следует перейти к схеме рис. 3.2 или рис. 3.3.

Снижение необходимого значения напряжения источника питания в схеме рис. 3.2 достигается включением между вторым и третьим каскадами разделительного конденсатора. Первый и второй каскады выполняются с непосредственной связью, как в предыдущей схеме, отличие состоит в том, что резистор R_к1 подключается к источнику питания.

В схеме рис. 3.3 чередование транзисторов p-n-p и n-р-n структур 2-го и 3-го каскада позволяет избежать повышения требуемого напряжения источника питания, практически ограничив его величиной, необходимой для нормальной работы выходного каскада.

Рисунок 3.3 – Вариант К-цепи с транзисторами разной проводимости

Варианты двухкаскадной К-цепи легко получить, упрощая схемы рис. 3.1 - 3.3 , исключая из них соответствующие элементы.

Описанные схемы не исчерпывают все возможные варианты построения цепи усиления.

Таким образом при источнике питания Е₀ > 9В и N = 3, возможно применение схем К-цепи, приведенных на рис. 3.1 или 3.3. Если Е₀ ≤ 9В и N = 3 рекомендуется схема К-цепи, изображенная на рис. 3.2. Если эскизный расчет показал, что К-цепь может содержать два каскада N = 2, то принципиальная схема будет состоять из предварительного каскада VТ1 и выходного VТ2, мощного, соединенных непосредственно (рис. 3.2), отличие будет в том, что нагрузкой выходного транзистора VТ2 будет выходной трансформатор. Такое соединение VТ1 и VТ2 изображено на рис. 3.2, если вместо R_к2 включить выходной трансформатор.

Дата добавления: 2018-05-12; просмотров: 535; Мы поможем в написании вашей работы!

Поделиться с друзьями:

⇐ Предыдущая 1 2 345 6 7 8 9 10 Следующая ⇒

Мы поможем в написании ваших работ!